射頻(RF)電路的電路板布局應(yīng)在理解電路板結(jié)構(gòu)、電源布線和接地的基本原則的基礎(chǔ)上進(jìn)行。本文探討了相關(guān)的基本原則，并提供了一些實(shí)用的、經(jīng)過驗(yàn)證的電源布線、電源旁路和接地技術(shù)，可有效提高 RF設(shè)計的性能指標(biāo)。考慮到實(shí)際設(shè)計中PLL 雜散信號對于電源耦合、接地和濾波器元件的位置非常敏感，本文著重討論了有關(guān) PLL 雜散信號抑制的方法。為便于說明問題，本文以 MAX2827 802.11a/g收發(fā)器的 PCB布局作為參考設(shè)計。

    設(shè)計 RF電路時，電源電路的設(shè)計和電路板布局常常被留到了高頻信號通路的設(shè)計完成之后。對于沒有經(jīng)過認(rèn)真考慮的設(shè)計，電路周圍的電源電壓很容易產(chǎn)生錯誤的輸出和噪聲，這會進(jìn)一步影響到 RF電路的性能。合理分配 PCB的板層、采用星型拓?fù)涞?Vcc引線（如圖1所示），并在 Vcc引腳加上適當(dāng)?shù)娜ヱ铍娙?，將有助于改善系統(tǒng)的性能，獲得最佳指標(biāo)。

圖 1：星型拓?fù)涞?Vcc布線

電源布線和旁路的基本原則

明智的 PCB板層分配便于簡化后續(xù)的布線處理，對于一個四層 PCB板(WLAN

中常用的電路板)，在大多數(shù)應(yīng)用中用電路板的頂層放置元器件和 RF引線，第二層作為系統(tǒng)地，電源部分放置在第三層，任何信號線都可以分布在第四層。第二層采用連續(xù)的地平面布局對于建立阻抗受控的 RF信號通路非常必要，它還便于獲得盡可能短的地環(huán)路，為第一層和第三層提供高度的電氣隔離，使得兩層之間的耦合最小。當(dāng)然，也可以采用其它板層定義的方式(特別是在電路板具有不同的層數(shù)時)，但上述結(jié)構(gòu)是經(jīng)過驗(yàn)證的一個成功范例。

大面積的電源層能夠使 Vcc布線變得輕松，但是，這種結(jié)構(gòu)常常是引發(fā)系統(tǒng)性

能惡化的導(dǎo)火索，在一個較大平面上把所有電源引線接在一起將無法避免引腳之間的噪聲傳輸。反之，如果使用星型拓?fù)鋭t會減輕不同電源引腳之間的耦合。圖 1 給出了星型連接的 Vcc布線方案，該圖取自 MAX2826 IEEE 802.11a/g 收發(fā)器的評估板。圖中建立了一個主 Vcc節(jié)點(diǎn)，從該點(diǎn)引出不同分支的電源線，為 RF IC的電源引腳供電。每個電源引腳使用獨(dú)立的引線在引腳之間提供了空間上的隔離，有利于減小它們之間的耦合。另外，每條引線還具有一定的寄生電感，這恰好是我們所希望的，它有助于濾除電源線上的高頻噪聲。

使用星型拓?fù)?Vcc引線時，還有必要采取適當(dāng)?shù)碾娫慈ヱ睿ヱ铍娙荽嬖谝?/span>

定的寄生電感。

事實(shí)上，電容等效為一個串聯(lián)的 RLC電路，電容在低頻段起主導(dǎo)作用，但在自激振蕩頻率(SRF)：

    大于fs頻率之后，電容的阻抗將呈現(xiàn)出電感性。由此可見，電容器只是在頻率接近或低于其SRF時才具有去耦作用，在這些頻點(diǎn)電容表現(xiàn)為低阻。圖 2給出了不同容值下的典型 S11參數(shù)，從這些曲線可以清楚地看到 SRF，還可以看出電容越大，在較低頻率處所提供的去耦性能越好(所呈現(xiàn)的阻抗越低)。

圖2 不同電容的阻抗曲線

在 Vcc星型拓?fù)涞闹鞴?jié)點(diǎn)處最好放置一個大容量的電容器，如 2.2µF。該電容具有較低的 SRF，對于消除低頻噪聲、建立穩(wěn)定的直流電壓很有效。IC 的每個電源引腳需要一個低容量的電容器(如 10nF)，用來濾除可能耦合到電源線上的高頻噪聲。對于那些為噪聲敏感電路供電的電源引腳，可能需要外接兩個旁路電容。例如：用一個 10pF電容與一個 10nF電容并聯(lián)提供旁路，可以提供更寬頻率范圍的去耦，盡量消除噪聲對電源電壓的影響。每個電源引腳都需要認(rèn)真檢驗(yàn)，以確定需要多大的去耦電容以及實(shí)際電路在哪些頻點(diǎn)容易受到噪聲的干擾。

良好的電源去耦技術(shù)與嚴(yán)謹(jǐn)?shù)?PCB布局、Vcc引線(星型拓?fù)?相結(jié)合，能夠?yàn)槿魏?RF系統(tǒng)設(shè)計奠定穩(wěn)固的基礎(chǔ)。盡管實(shí)際設(shè)計中還會存在降低系統(tǒng)性能指標(biāo)的其它因素，但是，擁有一個“無噪聲”的電源是優(yōu)化系統(tǒng)性能的基本要素。

圖 3：過孔的電特性模型

接地和過孔設(shè)計

    地層的布局和引線同樣是 WLAN 電路板設(shè)計的關(guān)鍵，它們會直接影響到電路板的寄生參數(shù)，存在降低系統(tǒng)性能的隱患。RF電路設(shè)計中沒有唯一的接地方案，設(shè)計中可以通過幾個途徑達(dá)到滿意的性能指標(biāo)?？梢詫⒌仄矫婊蛞€分為模擬信號地和數(shù)字信號地，還可以隔離大電流或功耗較大的電路。根據(jù)以往 WLAN評估板的設(shè)計經(jīng)驗(yàn)，在四層板中使用單獨(dú)的接地層可以獲得較好的結(jié)果。憑借這些經(jīng)驗(yàn)性的方法，用地層將 RF部分與其它電路隔離開，可以避免信號間的交叉干擾。如上所述，電路板的第二層通常作為地平面，第一層用于放置元件和 RF引線。

    接地層確定后，將所有的信號地以最短的路徑連接到地層非常關(guān)鍵，通常用過孔將頂層的地線連接到地層，需要注意的是，過孔呈現(xiàn)為感性。圖 3 所示為過孔[敏感詞]的電氣特性模型，其中 Lvia為過孔電感，Cvia 為過孔 PCB焊盤的寄生電容。如果采用這里所討論的地線布局技術(shù)，可以忽略寄生電容。一個 1.6mm深、孔徑為0.2mm的過孔具有大約 0.75nH的電感，在 2.5GHz/5.0GHz WLAN波段的等效電抗大約為 12?/24?。因此，一個接地過孔并不能夠?yàn)?RF信號提供真正的接地，對于高品質(zhì)的電路板設(shè)計，應(yīng)該在 RF電路部分提供盡可能多的接地過孔，特別是對于通用的 IC封裝中的裸露接地焊盤。不良的接地還會在接收前端或功率放大器部分產(chǎn)生有害的輻射，降低增益和噪聲系數(shù)指標(biāo)。還需注意的是，接地焊盤的不良焊接會引發(fā)同樣的問題。除此之外，功率放大器的功耗也需要多個連接地層的過孔。

圖 4. 以 MAX2827 參考設(shè)計板為例的 PLL濾波器元件布局

    濾除其它級電路的噪聲、抑制本地產(chǎn)生的噪聲，從而消除級與級之間通過電源線的交叉干擾，這是 Vcc去耦帶來的好處。如果去耦電容使用了同一接地過孔，由于過孔與地之間的電感效應(yīng)，這些連接點(diǎn)的過孔將會承載來自兩個電源的全部 RF干擾，不僅喪失了去耦電容的功能，而且還為系統(tǒng)中的級間噪聲耦合提供了另外一條通路。

    在本文的后面部分將會看到，PLL 的實(shí)現(xiàn)在系統(tǒng)設(shè)計中總是面臨巨大挑戰(zhàn)，要想獲得滿意的雜散特性必須有良好的地線布局。目前，IC 設(shè)計中將所有的 PLL 和VCO都集成到了芯片內(nèi)部，大多數(shù) PLL都利用數(shù)字電流電荷泵輸出通過一個環(huán)路濾波器控制 VCO。通常，需要用二階或三階的 RC環(huán)路濾波器濾除電荷泵的數(shù)字脈沖電流，得到模擬控制電壓。靠近電荷泵輸出的兩個電容必須直接與電荷泵電路的地連接。這樣，可以隔離地回路的脈沖電流通路，盡量減小 LO中相應(yīng)的雜散頻率。第三個電容(對于三階濾波器)應(yīng)該直接與 VCO的地層連接，以避免控制電壓隨數(shù)字電流浮動。如果違背這些原則，將會導(dǎo)致相當(dāng)大的雜散成分。圖 4 所示為 PCB布線的一個范例，在接地焊盤上有許多接地過孔，允許每個Vcc去耦電容有其獨(dú)立的接地過孔。方框內(nèi)的電路是 PLL環(huán)路濾波器，第一個電容直接與 GND_CP相連，第二個電容(與一個 R串聯(lián))旋轉(zhuǎn) 180度，返回到相同的GND_CP，第三個電容則與 GND_VCO相連。這種接地方案可以獲得較高的系統(tǒng)性能。

    通過適當(dāng)?shù)碾娫春徒拥匾种?PLL 雜散信號滿足 802.11a/b/g系統(tǒng)發(fā)送頻譜模板的要求是設(shè)計過程中的一個難點(diǎn)，必須對線性指標(biāo)和功耗進(jìn)行平衡，并留出一定裕量，確保在維持足夠的發(fā)射功率的前提下符合 IEEE和 FCC 規(guī)范。IEEE 802.11g系統(tǒng)在天線端所要求的典型輸出功率為+15dBm，頻率偏差 20MHz時為-28dBr。頻帶內(nèi)相鄰信道的功率抑制比(ACPR)是器件線性特性的函數(shù)，這在一定前提下、對于特定的應(yīng)用是正確的。在發(fā)送通道優(yōu)化 ACPR特性的大量工作是靠憑借經(jīng)驗(yàn)對 Tx IC和 PA的偏置進(jìn)行調(diào)節(jié)，并對 PA的輸入級、輸出級和中間級的匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行調(diào)諧實(shí)現(xiàn)的。

    然而，并非所有引發(fā) ACPR的問題都?xì)w咎于器件的線性特性，一個很好的例證是：在經(jīng)過一系列的調(diào)節(jié)、對功率放大器和 PA 驅(qū)動器(對 ACPR 起主要作用的兩個因素)進(jìn)行優(yōu)化后，WLAN發(fā)送器的鄰道特性還是無法達(dá)到預(yù)期的指標(biāo)。這時，需要注意來自發(fā)送器鎖相環(huán)中本振(LO)的雜散信號同樣會使 ACPR性能變差。LO的雜散信號會與被調(diào)制的基帶信號混頻，混頻后的成分將沿著預(yù)期的信號通道進(jìn)行放大。這一混頻效應(yīng)只有在 PLL雜散成分高于一定門限時才會產(chǎn)生問題，低于一定門限時，ACPR將主要受 PA非線性的制約。當(dāng) Tx輸出功率和頻譜模板特性是“線性受限”時，我們需要對線性指標(biāo)和輸出功率進(jìn)行平衡；如果 LO雜散特性成為制約 ACPR性能的主要因素時，我們所面臨的將是“雜散受限”，需要在指定的POUT下將 PA 偏置在更高的工作點(diǎn)，減弱它對 ACPR的影響,這將消耗更大的電流，限制設(shè)計的靈活性。

    上述討論提出了另外一個問題，即如何有效地將 PLL 雜散成分限制在一定的范圍內(nèi)，使其不對發(fā)射頻譜產(chǎn)生影響。一旦發(fā)現(xiàn)了雜散成分，首先想到的方案就是將PLL 環(huán)路濾波器的帶寬變窄，以便衰減雜散信號的幅度。這種方法在極少數(shù)的情況下是有效的，但它存在一些潛在問題。

圖 5：采用環(huán)路濾波器的效果

    圖 5 給出了一種假設(shè)的情況，假設(shè)設(shè)計中采用了一個具有 20MHz相對頻率的 N分頻合成器，如果環(huán)路濾波器是二階的，截止頻率為 200kHz，滾降速率通常為40dB/decade，在 20MHz頻點(diǎn)可以獲得 80dB的衰減。如果參考雜散成分為-40dBc(假設(shè)可以導(dǎo)致有害的調(diào)制分量的電平),產(chǎn)生雜散的機(jī)制可能超出環(huán)路濾波器的作用范圍(如果它是在濾波器之前產(chǎn)生的，其幅度可能非常大)。壓縮環(huán)路濾波器的帶寬將不會改善雜散特性，反而提高了 PLL 鎖相時間，對系統(tǒng)產(chǎn)生明顯的負(fù)面影響。

    經(jīng)驗(yàn)證明，抑制 PLL 雜散最有效的途徑應(yīng)該是合理的接地、電源布局和去耦技術(shù)，本文討論的布線原則是減小 PLL 雜散分量的良好設(shè)計開端。考慮到電荷泵中存在較大的電流變化，采用星型拓?fù)浞浅１匾Ｈ绻麤]有足夠的隔離，電流脈沖產(chǎn)生的噪聲會耦合到 VCO 的電源，對 VCO頻率進(jìn)行調(diào)制，通常稱為“VCO牽引”。

通過電源線間的物理間隔和每個 Vcc引腳的去耦電容、合理放置接地過孔、引入一個串聯(lián)的鐵氧體元件(作為最后一個手段)等措施可以提高隔離度。上述措施并不需要全部用在每個設(shè)計中，適當(dāng)采用每種方式都會有效降低雜散幅度。

圖 6：不合理的 VCC_VCO去耦測試結(jié)果

    圖 6 提供了一個由于不合理的 VCO電源去耦方案所產(chǎn)生的結(jié)果，電源紋波表明正是電荷泵的開關(guān)效應(yīng)導(dǎo)致電源線上的強(qiáng)干擾。值得慶幸的是，這種強(qiáng)干擾可以通過增加旁路電容得到有效抑制。另外，如果電源布線不合理，例如 VCO的電源引線恰好位于電荷泵電源的[敏感詞]，可以在 VCO電源上觀察到同樣的噪聲，所產(chǎn)生的雜散信號足以影響到 ACPR特性，即使加強(qiáng)去耦，測試結(jié)果也不會得到改善。這種情況下，需要考察一下 PCB布線，重新布置 VCO的電源引線，將有效改善雜散特性，達(dá)到規(guī)范所要求的指標(biāo)。

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